引　言

平衡零拍探测器（balanced homodyne detectors，BHD）在量子随机数产生、量子噪声分析、外差探测、微弱信号检测等领域有着重要的应用^[1-6]。这些领域的发展也在推动着平衡零拍探测器的性能参数不断地提升。2001年，康斯坦茨大学的Hansen设计出检测空间光谱的平衡零拍探测器，在峰值响应波长为790 nm时，信号带宽达到1 MHz，散粒噪声与电子噪声比值为14 dB，共模抑制比达到85 dB^[2]。2012年，卡尔加里大学设计出带宽为100 MHz，散粒噪声与电子噪声比值为13 dB，共模抑制比为52.4 dB的平衡宽带探测器^[3]。2013年，牛津大学的Merlin Cooper 设计出了一款适用于830 nm波长的直流耦合探测器，其信号带宽为80 MHz，共模抑制比达到了63 dB，在5 mW的入射光功率下，散粒噪声与电子噪声比值达到了14.5 dB^[4]。2018年，一种通过提高量子熵含量来提升随机数产生速率的方法被提出，在经过数据并行处理后实时产生速率能够达到8.25 Gbps。由于随机数的上限等于最小熵和采样率的乘积，因此采样率越大，随机数的产生速率也就越高。将平衡零拍探测器作为检测器件时，当采样率超过平衡零拍探测器带宽的两倍时，采样点之间会出现自相关现象，这将影响随机数的随机性，需要通过提高平衡零拍探测器的带宽来加以改进^[5]。2021年，山西大学物理工程学院量子光学团队研制了带宽为10 MHz，信噪比为14 dB，共模抑制比为43 dB的平衡零拍探测器，并对其噪声特性进行分析，找出探测带宽和信噪比不能同时提高的原因^[6]。由于应用领域的需求在不断提高，研制具有高带宽、高共模抑制比以及高散粒噪声与电子噪声比值的探测器势在必行。

本文首先从提升平衡零拍探测器的平衡性能入手，对平衡零拍探测器中光电检测器（PIN光电二极管）的响应特性进行测试，选择性能相近的PIN光电二极管进行平衡探测。接着对放大电路进行改进，采用跨阻放大的方式，将光电流信号转化为光电压，另外还增加了二级比例运放的设计，通过采用两级放大级联的方案，解决一级采样放大器增益带宽积局限的问题，缓和平衡探测器增益与带宽之间相互制约的矛盾，最终实现了高共模抑制比的突破，在保障探测灵敏度的同时提升了探测器的响应带宽，并能够满足散粒噪声测量极限的需求。

1 平衡零拍探测器的原理

平衡零拍探测器的基本结构如图1所示，主要包括4个部分，分别为光电检测部分、信号跨阻放大提取部分、二级运算放大部分，信号输出分析部分。

光电检测部分的基本原理如图2所示，弱信号光与强本振光在低损耗的分束器上相干结合后，分别入射到两个相似的光电二极管上，平衡探测器的接收端采用两个光电二极管串联的方式，接收到的光电流信号在电路节点处作差，所得的差值信号即可反应出信号光的相关信息^[7-9]。这样的设计不仅避免了传统方案中使用减法器对采样后的电压信号进行做差处理的复杂操作，还可以同时抑制两束光的共模噪声，提高平衡零拍探测器的共模抑制比。

2 探测器的设计 2.1 光电管的选择

平衡探测器的性能，特别是共模抑制比，在很大程度上受到光电二极管的影响。以往的光电检测系统中所使用的光电二极管包括PIN型光电二极管、雪崩光电二极管(avalanche photo diode，APD)或者光电倍增管。在结构上，APD较PIN管多了一个雪崩增益区，能够利用载流子的雪崩倍增效应来放大光电信号，实现对微弱光信号的测量，同时还具有超低噪声、高速、高互阻增益的特点。然而，APD通常置于60 V以上的高反向偏置电压下工作，以产生雪崩倍增效应。在倍增状态下，APD通常用于探测功率在1 nW至几微瓦之间的入射光。当入射光功率过大时，倍增系数反而会下降，从而引起光电流的畸变，且倍增电流与入射光功率不再具有线性关系，输出幅度反而随之减小^[10]。另一方面，APD在工作时极易受到温度变化的影响，随着温度的改变会出现一些额外的噪声。这对于要求高饱和功率且希望噪声光电流与入射光功率成线性关系的量子探测实验来说，显然是不适宜的。相较而言，PIN管具有结构简单、低暗电流、小结电容、低偏置电压、宽线性范围等优点，更能够满足低噪声光电检测系统的需求。设计中选择作为光电检测器件的PIN管型号为LSIPD-A75 (Ligthtsensing)。LSIPD-A75的截止频率高达2.5 GHz，结电容约为1 pF，暗电流为0.2 pA，能够响应的光波段范围为800～1700 nm。在1310 nm波长处的响应度为0.85 A/W，在1550 nm处的响应度为0.95 A/W。此外，在反向偏压为20 V时，其能承受的最大电流为4 mA，相对于0.95 A/W 的电流响应度其能够承受的最大光强为15 mW。根据以上参数比较，该型号的PIN管用于平衡零拍探测器的光学检测结构中较为合适。由于在平衡探测器中的两个PIN管需要特性尽量一致，于是对选定型号的50支PIN管进行了0～49编号后，用相同的光源测定其光学响应度和结电容，测试系统如图3所示。

给PIN管加5 V的反向偏压并进行微调，保证每个管子的结电容相同，同时输入重复频率为10 MHz、脉冲光宽度为5 ns、输入光功率为11 μW的1550 nm脉冲光信号，测试结果如图4所示。由图可知，不同PIN管的响应度和响应速率存在一定的差异。图4(a)为根据测试结果所绘制的曲线。将其中较接近的两组结果细节放大后如图4 (b)所示。最终挑选出性能最接近的两个PIN管，编号分别为33与37。

2.2 信号放大电路

平衡探测器的放大电路部分将经过光电检测部分得到的光电流信号或光学噪声放大并输出^[11]。探测器放大部分电路的原理图如图5所示。根据基尔霍夫电流定律，PIN型光电二极管（U₁，U₂）产生的电流信号在光电二极管之间的节点处相减，做差后的电流信号在进入放大器之前不能确定其方向，因此选用双电源供电的放大器。由跨阻放大器OPA855（8 GHz）将光电流信号直接转变为电压信号并实现一级放大，其输出为：

$ {V}_{01}={I}_{\mathrm{p}\mathrm{d}}\times {R}_{2} $

(1)

式中： $ {I}_{\mathrm{p}\mathrm{d}} $ 为量子检测实验中光学噪声电流； $ {R}_{2} $ 为反馈电阻。跨阻放大器的带宽计算公式为：

$ {f}_{\rm -3dB}=\sqrt{\frac{GBW}{2{\text{π}}{C}_{\mathrm{T}}{R}_{10}}} $

(2)

式中 $ {C}_{\mathrm{T}} $ 表示运算放大器反向入射端的总电容。式（2）表明在增益带宽积一定的情况下，跨阻放大器的带宽与反馈电阻值成反比^[12]。

之后一级信号输入到二级运算放大器中，为了使平衡零拍探测器拥有更高的带宽。继续选用OPA855作为二级比例运放的放大器件。这样的二级放大设计进一步增大了探测器的增益。最终的电路输出为：

$ {V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}={-\frac{{R}_{3}}{{R}_{6}}{V}_{01}}=-{I}_{\rm pd}{R}_{10}\frac{{R}_{3}}{{R}_{6}} $

(3)

关于放大器的饱和问题，由于量子光学实验中交流信号主要是光学噪声电流，当一束完全相干光输入到光电二极管后，光学散粒噪声转化为噪声电流，其计算公式为^[13]：

$ \overline{{i}_{{N}_{\rm p}}^{2}}=2\frac{{e}^{2}\eta }{{h}v}P\Delta f $

(4)

式中： ${e}=1.602\,17\times$ 10⁻¹⁹； $P$ 为入射光光功率； $ \Delta f $ 为探测器带宽； $ \eta $ 为PIN管的量子效率； ${h}$ =6.62607015×10⁻³⁴ J·s为普朗克常量； $ v $ 为入射光频率^[14]。根据PIN管参数表中给出的数据以及光源频率的设置 $P$ =200 mW， $ \Delta f $ =10 MHz，入射光波长1 550 nm（此时LSIPD-A75的响应度最大，为0.95 A/W，量子效率为85%）计算，则 $ \overline{{i}_{{N}_{{\rm{p}}}}^{2}} $ 最大为4 μA。因此流入OPA855的电流实际上远小于OPA855芯片的饱和电流(10 mA)，故运放并不会产生饱和。

3 探测的性能测试

为了对探测器性能进行测试，设计了如图6所示的测试系统。采用电光调制器产生 1 550 nm的光源，通过信号发生器（Tektronix AFG3252C，240 MHz）产生脉冲波形。连续光激光器产生的连续光信号在电光调制器（MXER-LN-10）的调制下，产生脉冲光，在经过分束器后，一端接可调光衰减器，另一端接相位延时器（MDL-002，350 ps），这样可以在进行共模抑制比测量时更好的调节光源，使输入两端的光源的幅度相同，保持180°相位差，更好地实现共模抑制效果^[15]。

平衡零拍探测器的性能包括3个重要参数：带宽、共模抑制比、散粒噪声与电子噪声的比值^[16]。首先对共模抑制比进行测试，信号发生器设置调制光脉冲信号频率为10 MHz，入射探测器管子两端的光功率为8 μW。设置频谱仪的起始频率与截止频率为10 Hz～100 MHz，设置视图带宽为1 MHz，分辨率带宽为1 kHz。电光调制器的输出光信号是经过相位调制的，因此探测器的输出端能够测得的是拍频光信号。分别记录单端输入与双端输入的噪声功率，测量结果如图7所示。频率为10 MHz时的单端输入信号幅度为−30 dBm，双端输入时信号幅度为−96 dBm，故其共模抑制比约为66 dB。图中紫色区域可以见到除信号外的其他噪声信号分布于10～20 MHz，40～45 MHz以及90 MHz附近。然而在双端入射时，这些噪声均被抑制。进一步证明了平衡探测方案对于微弱信号检测是可行的，高共模抑制比更加说明了双管串联平衡方案与TIA二级级联放大方案是可行性的。

接下来进行平衡零拍探测器对散粒噪声与电子噪声比值的测量。当平衡零拍探测器测得的散粒噪声与量子噪声的比值在10 dB以上时才能够对正交态光场的噪声进行解压并重组^[17]。为了观察这一参数，在保证共模抑制比的调节参数不变的情况下，设置频谱仪的频率范围为10 Hz～300 MHz，视频带宽为1 kHz，分辨率带宽为1 MHz，增大连续光的功率，分别对1 mW、3 mW、5 mW、7 mW、9 mW连续光输入时的散粒噪声进行测量。测量发现，在5 mW附近时，探测器的散粒噪声与电子噪声的比值为10 dB，依旧未达到极限。最终在入射连续光功率为10 mW时达到最大值15.8 dB。由图8可知，入射光功率超过3 mW时，在0 Hz ~ 300 MHz频率范围内，散粒噪声幅度超过电子噪声幅度10 dB以上。可见，在此范围内能够实现对光场压缩态的测量。由于带宽在光电探测器中的描述为：该探测器在某一频率范围内具有能够响应量子噪声的能力。因此，本设计研制出的平衡零拍探测器的带宽可以定义为300 MHz。在频谱图中可以看到当频率达到300 MHz时，散粒噪声与电子噪声的幅度开始向频谱仪本地噪声降低，这也进一步说明了平衡零拍探测器的带宽为300 MHz。

最后，选取由文献查得的具有创新代表性的平衡零拍探测器以及市面上成熟的产品，如索雷博公司（Thorlabs）的PDB465C与本设计研制的探测器性能参数作比较，结果显示，本设计研制的探测器总体性能更具优势。具体参数对比如表1所示。

4 结　论

介绍了基于基尔霍夫电流定律设计的两管串联电路，并通过TIA电路和比例运算放大电路两级级联的方式实现了电流电压信号转换和放大。该设计方案突破了传统减法器的局限，缓和了高带宽与高增益之间的矛盾。改进后的探测器信号带宽达到300 MHz，能够实现对微瓦量级光功率的检测。对于量子噪声测量而言，其可用带宽为探测器全部带宽范围，饱和功率在5.5 mW以上，且能够达到66 dB的共模抑制比，散粒噪声与电子噪声的比值达到了15.8 dB，具有非常突出的优势。在噪声谱中可以看到存在一些干扰因素的影响，在后续工作中，将会通过减少外部噪声干扰，进一步对探测器进行金属屏蔽，挑选出能够实现更高增益带宽积、同时拥有更小输入电容能力的跨阻放大器。针对二级放大部分，将挑选出压摆率低且负载能力更强的运算放大器，以实现探测器各项性能参数的更进一步优化。