引　言

随着通信技术的飞速发展，L波段的射频功率放大器已在通信、电子对抗及测试等各种微波系统中得到广泛的应用^[1-10]。因该功率放大器性能好坏将直接影响微波系统的测量精度，所以对其效率和小型化的研究已成为近年来的热点之一^[11]。目前国内关于功率放大器的研究主要集中在其带宽和功率方面^[12]，而对于低频段、效率、小型化等的研究报道较少。科研人员基于合成功率链路，设计并验证了高功率放大模块，通过增加功率部件数量并结合功率合成的方式来实现较大的功率输出^[13]。随后，他们又对合成结构进行了优化，采用二进制树形结构、链式结构、多路功率一次性合成来实现功率合成^[14]。此外，利用由射频电路构成的合成网络将输入信号等幅分为N路，并按照一定的相位关系分配至N个由单卡级联组成的放大链路进行功率放大，再通过合成网络将各路放大链路的输出功率进行累加，以此达到大功率输出^{[15- 16]}。由于大功率放大器的损耗会随着合成路数的增加而成指数增长，会大幅度降低功率放大器的输出效率，因此该类放大器不能满足体积小、效率高等应用要求。

随着设备向综合化方向的发展，产品小型化和国产化的需求逐渐上升，对L波段射频功率放大器的功率、带宽、效率、体积、稳定性等提出了更高的要求^[17-21]。为此，本文设计了一种L波段雷达功率放大器，以解决现有的功率放大器体积大、效率低、可靠性低、稳定性差等问题。通过模拟雷达工作环境，形成了功率放大器的技术指标。在实际工程应用中能实现雷达链路射频信号的功率放大。

1 系统设计及工作原理 1.1 功率放大器系统

L波段雷达功率放大器是由多组基本功放单元直接串联合成，这样可使整个功率放大器电路损耗降低，功放输出功率和效率能大大提升^[22-25]，从而实现稳定的6 W峰值输出。系统工作原理如图1所示。

该功率放大器由射频链路、电源保护控制电路两个部分组成。射频链路的工作原理：首先，把（5±1.6） mW的小功率信号通过增益放大后变为160 mW的信号，放大后的信号再经过电调衰减单元进行功率调整；其次，利用驱动放大电路进行信号放大，得到输出功率为1 W；再次，采用末级功放单元将输出的1 W功率放大到10 W；最后，在输出端信号分为两路，一路经过隔离器后输出为6 W，另一路经过耦合、检波、放大、比较等电路处理，实现功率指示及故障上报功能。外部+15 V电源经过降压稳压、正转负、保护电路后，再通过脉冲调制，为射频链路提供正负电源。整个功率放大器利用较为成熟的摩擦焊等技术，将射频电路板烧结在模块中。电源保护控制电路用盘头螺钉固定在模块中，并用特殊的隔离压条将其进行物理隔离，以增加功率放大器的稳定性并减少射频电路与电源保护控制电路的互扰。通过合理排布电路结构，优化电路布局，提高模块的效率和小型化水平。同时也保证了射频、电源和控制信号的完整性，使得该功率放大器具备体积小、功耗低、可靠性高、噪声低、性能优良、配置灵活及稳定性高等特点。系统设计的主要技术指标如表1所示。

1.2 输出功率分析和优化 1.2.1 输出功率仿真分析

功率输出是设计的关键点和难点，既要保证输出功率稳定在6 W，又要确保输出功率平坦度小，即带内波动小于1.12 mW。利用HFSS软件将设计好的匹配电路和射频链路进行仿真，并对整体电路进行输出功率仿真。雷达放大器仿真电路结构如图2所示。

为了进一步验证该方案的可行性，对该功率放大器的输出功率进行了仿真。给定输出频率范围为1150～1400 MHz，工作区域的输入信号功率为（5±1.6）mW，通过仿真得到深度饱和曲线，如图3所示。深度饱和常用最大输出功率来衡量。

从仿真结果可知，该功率放大器的深度饱和曲线呈对称式。在1150～1400 MHz频率区间内，输出功率均大于6 W。当频率达到1.3 GHz时，得到最大输出功率为8 W。输出功率均能够满足L波段雷达功率放大器对输出功率的要求。

1.2.2 效率评估和优化

为了提高效率，本设计首先基于负载线理论对放大器的的效率进行计算。根据功率放大器电流电压可计算出理论最大输出功率P_max，其表达式为

$ {P_{\max } = {\dfrac{1}{2}}{V_1}{I_1} + {P_{\rm{CC}}} + {P_{\rm{C}}} \approx {P_{\rm{out }}} + {P_{\rm{CC}}} + {P_{\rm{C}}}} $

(1)

$ {{P_{{\rm{out }}}} = A{P_{\rm{I}}}} $

(2)

式中：V₁、I₁为输出的动态电压与电流；P_out为实际输出功率；A为衰减系数；P_I为功率计的实际读数；P_CC为输出线缆的损耗；P_C为输出衰减补偿。电路中的总功耗为

$ P = {V_2}{I_2} $

(3)

由式（1）、（2）、（3），可得到电路的输出效率为

$ \eta = \dfrac{{{P_{\max }}}}{P} = \dfrac{{\dfrac{1}{2}{V_1}{I_1} + {P_{\rm{CC}}} + {P_{\rm{C}}}}}{{{V_2}{I_2}}} = \dfrac{{A{P_{\rm{I}}} + {P_{\rm{CC}}} + {P_{\rm{C}}}}}{{{V_2}{I_2}}} $

(4)

式中：P为静态总功耗；V₂、I₂为输出的静态电压与电流。由此可求得功率放大器设计的预估效率值为η=50%。由于隔离器等元器件的损耗，在实际测试中的效率会略低于理论计算。因此，在设计过程中通过进一步优化电路结构，如选用高效率、低功耗元器件，可以提高系统整体效率。

1.2.3 输出功率带内波动优化

输出功率的带内波动是指在全频段内输出功率的波动情况，即输出功率的平坦度。它反映了功率放大器输出功率的线性失真变化。当带内波动超出容差范围时，相当于有强干扰信号，这将影响雷达正常工作。通常可根据测试的全频段内输出功率来获得带内波动的变化范围。具体方法是，在频率1150～1400 MHz范围内以10 MHz为步长设置25个频点，测试不同频点下输出功率的大小并进行差计算，即可计算出带内波动。带内波动可表示为

$ \varDelta = {P_{\max 1}} - {P_{\min }} {\text{≤}} 1.12\;{\rm{mW}} $

(5)

式中：Δ为带内波动；P_max1为25个频点中最大输出功率；P_min为25个频点中最小输出功率。影响带内波动的因素很多，其中影响最大的是电源电路和射频链路。为了解决带内波动问题，采用了如下方法：首先将100 µF/25 V 钽电容和470 µF固态电解电容进行并联，并连接到射频链路供电端，滤除由电源电路带来的干扰信号；然后在末级功放芯片旁路的不同位置焊接0603封装的小容量电容进行不断优化调试，从而使得该功率放大器组件能达到带内波动平坦度：≤1.12 mW（全温段、全频段）的要求。

1.3 脉冲顶降理论分析和优化

脉冲顶降是功率放大器的重要指标之一，反映了功率放大后的脉冲信号的发射功率、频谱特性、脉冲上升下降时间、稳定性等特性。脉冲顶降的大小影响输出功率的品质，对于雷达的正常工作产生较大的影响。实际测试中的脉冲顶降波形如图4所示。

由于脉冲顶降的存在，使得该脉冲相对于理想矩形脉冲存在顶部不平坦、脉冲前后沿的瞬态响应较慢的状况。脉冲顶部下降的幅度为

$ \Delta P = P_1 - P_2 $

(6)

式中：P₁为脉冲顶部最大值；P₂为脉冲顶部最小值。由此可计算出脉冲顶降为

$ K = \Delta P/P_1 $

(7)

式中K为脉冲顶降值。形成功率放大器脉冲顶降的主要原因有两个：一是来源于电源调制开关电路，该电路中含有不能使电压、电流突变的元器件（例如稳压二极管、绕线电感等），所以产生了脉冲顶降；二是末级功放管的自身顶降特性，但该顶降较小，可以忽略不计。因此，减小脉冲顶降的重点是优化开关电路。

优化开关电路的主要方法有两种：（1）电路设计时，尽可能让匹配滤波电容靠近馈电电路，同时增加旁路滤波，减少引线电感，优化开关电路的结构，在一定程度上能减小脉冲顶降；（2）选用合适的大容量储能电容，此种方法能更明显地补偿脉冲波形。

接下来将对电路储能电容进行优化设计，并对设计方案进行验证和讨论。首先计算合适的大容量储能电容^[25]，其表达式为

$ {{{C}}_{\rm{EC}}} = \left( {2 \times {V_1} \times {{{I}}_{\rm{peak}}} \times t} \right)/\left[ {{{\left( {{V_1}} \right)}^2} - {{\left( {{V_2}} \right)}^2}} \right] $

(8)

式中：I_peak为峰值电流（mA）；t为工作脉宽（ms）；C_EC为储能电容容值（µF）。

根据放大器的设计指标，脉冲顶降应小于5%，即容许输出功率比理论设计功率低一定的比例。将其转换成输出功率与理论设计功率比值，则输出功率与理论设计功率的比值可表示为

$ {{P_{\rm{r}}} = 10\lg {\rm{ ( }}P_{\rm{out}}{\rm{/ }}P_{\rm{ max }}}) $

(9)

将式（7）代入式（9）中，得到

$ {P_{\rm{r}}} = 10\lg {\rm{ }}\left( {1 - K} \right) $

(10)

由于输出功率与供电电压密切相关，输出功率下降时则供电电压也一定产生了下降。当ΔP=0.445 dBm时，相对应的最大输出功率下降0.445 dBm。根据功放芯片设计手册可知，其供电电压相应地下降0.4 V。当设定V₁=10 V、V₂=9.6 V时，将峰值电流（I_peak=4 000 mA）和最大工作脉宽（t=0.4 ms）代入式（8）中，可计算出末级功放管开关电路所需的储能电容的大小为4 081.633 µF。考虑到电路中存在等效串联电阻（ESR）、等效串联电感（ESL）和纹波电流，可分别将12只规格为330 µF/16 V（E壳）钽电容和2只100 µF/25 V（E壳）钽电容并联在开关电路中，以消除电路中干扰信号的影响。

通过实验测试可得，优化后的电路大大减少了脉冲电压的纹波和高频尖刺噪声对信号的干扰，有效降低了脉冲顶降和改善脉冲频谱。优化后的电路原理图如图5所示。

1.4 热设计理论分析和优化

由于系统整体功耗较大，发热比较严重，且工作环境较为复杂、散热困难，这将大大缩短该功率放大器的寿命。如何优化和提升功率放大器的散热效率是产品设计时需要重点考虑的内容。

有效的散热措施能保证功率放大器工作时的热平衡，因此在设计和工艺上采取了以下两个降低热阻的措施：

（1）将末级功放管用螺钉固定（紧贴）在腔体上，功率放大器电路板与腔体用焊锡膏烧接，使其充分接触后通过传导散热、对流换热、辐射换热确保热量顺利传递出去。

（2）以重要元器件的工作结温来预估功率放大器的极限温度。当元器件工作结温升高时会使晶体管的电流放大倍数迅速增加，导致集电极电流增加，又使结温进一步升高，最终导致元器件失效。根据热阻理论公式，对末级功放管的结温进行模拟计算。首先计算末级功放管产生的总热阻R_th，即

$ {R_{{\rm{th}}}} = {R_1} + {R_2} + {R_3} $

(11)

式中：R₁为器件结与壳之间的热阻（℃/W）；R₂为壳到散热器的热阻，即接触热阻（℃/W）；R₃为绝缘垫片的热阻（℃/W）。由此可进一步计算出末级功放管的工作结温T₁，即

$ {T_1} = {T_2} + 10\lg \left( {P \times {{10}^3}} \right) \times {R_{{\rm{th}}}} $

(12)

式中：T₂为末级功放管处散热器的表面温度；P为正常的输出功率（W）。将式（11）代入式（12）可得

$ {T_1} = {T_2} + 10\lg \left( {P \times {{10}^3}} \right) \times \left( {{R_1} + {R_2} + {R_3}} \right) $

(13)

设T₂=94.6 ℃，P=6 W，R₁=0.45 ℃/W，R₂=0.15 ℃/W，R₃=0.3 ℃/W，将这些代入式（13）中，则计算出末级功放管的工作结温为±128.6 ℃。

因此，在参考所有重要元器件的工作结温后，最终设定了该功率放大器的极限温度为±80 ℃，这样可有效确保功率放大器正常工作。

2 实验系统

根据实际技术参数要求和产品设计规范，设计并搭建了实验系统。对该功率放大器的输出功率、脉冲顶降、脉冲上升下降时间、主副瓣比、主杂波比等参数进行测试。实验系统结构如图6所示。

实验系统参数为：电源电压Vcc=（+15±0.5） V；脉冲发生器输出脉宽为300 µs，占空比为10%，峰峰值电压为Vpp=5 V；输入信号为L波段（1150～1400 MHz），峰值功率为（5±1.6）mW。为防止功率过大损坏测试仪器，在功率放大器的输出端外接1 W衰减器。实验测试平台如图7所示。

实验时，用标量网络分析仪给功率放大器输入一个连续波信号，再用脉冲发生器的TTL信号对功率放大器进行调制，最后得到功率放大器的输出信号。首先，用功率计测出功率放大器在该频率范围内的输出功率；然后，用检波器依次测试功率放大器的脉冲顶降包络特性以及脉冲上升下降时间；最后，利用频谱仪测试功率放大器的功率谱主副瓣比和功率谱主杂波比。

3 实验数据及分析 3.1 输出功率测试

实验时，采用抽样的方法选取10只功率放大器。在测试功率放大器每一个技术指标时，保持其他参量不变，同时改变功率放大器的工作环境温度。分别对输出功率、脉冲上升下降时间、脉冲顶降、功率谱主副瓣比、主杂波比进行测试，以验证功率放大器性能参数的稳定性。

在1150～1400 MHz工作频率下对雷达功率放大器的输出功率进行测试，测试结果如图8所示。

由图（8）可知，测得的输出功率为3.929 dBm，加上衰减器衰减值30 dB和线缆损耗3.87 dB，可得到功率放大器的输出功率为37.799 dBm，近似为6 W。

为进一步验证该功率放大器在极限温度下输出功率的稳定性，对10只产品进行±80 ℃极限温度试验，测试结果如图9所示。

从图9（a）可以看出：未封盖的功率放大器输出功率波动≤0.7 dBm（1.18 mW），部分模块输出功率低于额定输出功率；封盖后的功率放大器输出功率波动≤0.5 dBm（1.12 mW），且输出功率均大于额定输出功率。对封盖后的功率放大器进行高低温测试，其输出功率如图9（b）所示。从图9（b）可以看出：在±80 ℃极限温度环境下，功率放大器输出功率均大于额定输出功率，且输出功率最大波动≤0.5 dBm（1.12 mW）。对比技术指标可以看出：在极限温度范围内，L波段雷达功率放大器受环境温度影响较小；输出功率 ≥ 6 W，且输出平坦度≤1.12 mW，验证了该功率放大器输出功率符合雷达应用要求。

3.2 输出脉冲性能测试

在±80 ℃环境下，对功率放大器的输出脉冲信号进行测试，对输出脉冲信号进行顶降、上升下降时间计算。

（1）脉冲顶降测试

图10为脉冲顶降统计图，由图可以看出，在±80 ℃极限温度环境下该功率放大器的脉冲顶降<1.5%，最大波动值≤0.2%。该参数小于脉冲顶降设计指标（≤5%），输出信号的稳定性受环境温度影响较小，其试验结果较为明显，验证了该功率放大器脉冲顶降符合雷达应用要求。

（2）脉冲上升、下降时间测试

图11为脉冲上升下降时间统计。从图11（a）可以看出，在±80 ℃极限温度环境下该功率放大器的脉冲上升时间接近0.07 µs，最大波动值为0.03 µs。从图11（b）可以看出，在± 80 ℃极限温度环境下该功率放大器的脉冲上升时间< 0.1 µs，最大波动值≤0.02 µs。该功率放大器的瞬态响应较快，与技术指标要求的0.2 µs对比可知，输出响应时间受环境温度影响较小。

3.3 功率谱主副瓣比、主杂波比测试

（1）功率谱主副瓣比测试

图12是功率放大器的输出功率谱，中间功率最大的部分为主瓣，其他依次为第1副瓣，第2副瓣等。它是反映功率放大器辐射是否集中以及不同方向辐射强度的相对大小，通过测试该参量能够有效地匹配雷达。

图13为功率放大器在±80 ℃极限温度环境下测试的主副瓣比。从图13可知，主副瓣比绝对值均大于设计参数（12.5 dB），且主副瓣比在高低温环境下均能满足实际应用需求。

（2）功率谱主杂波比测试

图14是输出信号功率谱主杂波比测试图，该参量反映的是除被探测目标以外的其他物体的散射回波。通过测试不同温度下主杂波比，来分析雷达探测能力受环境的影响情况。

图15是主杂波比统计图。由图15可以看出，在±80 ℃极限温度环境下该功率放大器的主杂波比均大于系统设计指标（65 dB），且主杂波比在高低温环境下均能满足实际应用需求。

4 结　论

本文设计了一种L波段雷达功率放大器。对功率放大器进行了介绍，并进行理论计算与仿真分析。对功率放大器的输出功率、脉冲顶降和热设计进行了理论计算与优化。搭建了功率放大器的实验系统，并对实验系统进行了性能测试。实测结果表明，研制的L波段功率放大器输出功率>6 W，峰值功率达到8 W，功率波动≤1.12 mW，脉冲顶降<1.5%，脉冲上升下降时间<0.1 µs，功率谱的主副瓣比>12.5 dB，主杂波比>65 dB。在极限温度环境下对系统进行测试，其主要技术指标符合设计参数要求。该功率放大器具有高可靠性、高稳定性，可广泛应用于民用和军用雷达中，具有很好的应用前景。