在太赫兹应用系统中，太赫兹波导的传输结构是不可缺少的关键部件。例如在一个多输入多输出（multi input multi output，MIMO）成像系统里，需要根据信号发生器波导口位置和收发天线波束角大小，设计合适的传输网络，以满足成像需求。由于太赫兹波在潮湿空气中损耗较大，因此需要低损耗、低色散、方便使用的太赫兹传输结构^[1]。基片集成波导（SIW）作为一种新型的波导结构，已成为太赫兹波低成本、低剖面传输线路的一种选择^[2]。近年来，在对SIW结构的传输特性进行充分研究的基础上，已经研制出高性能器件。Fu等在半绝缘碳化硅基板上设计出SIW传输线和滤波器，该传输线在220 GHz时的衰减低至0.45 dB/mm^[3]。Rahimi等提出了一种用SIW基底代替空气做腔体辐射器的H面喇叭天线^[4]。这些应用大大促进了SIW技术的发展。

但是，由于非共面传输线缺乏有效的转换结构，SIW技术在太赫兹频段的发展受到了限制。微带和接地共平面波导结构（grounded co-planar waveguide, GCPW）已被广泛应用于太赫兹低频段，如W波段的转换^[5]。Kai等首先提出了SIW−矩形波导的垂直转换，他们在55.5～63.0 GHz的频率范围内实现了12.7%的相对带宽^[6]。Jiang等在75～110 GHz范围内实现了基板集成同轴线到矩形波导的垂直转换，相对带宽达到20%^[7]。然而，高频段的仪器比，如矢量网络分析仪的接口类型一直是矩形波导的形式。太赫兹低频段转换的开放性结构导致辐射损耗大、相对带宽小等问题，因此这些低频段的方法不能在高频段应用^[8]。阶梯型传输线不仅能够在与信号发生器波导口有垂直错位时进行连接，也能在非共面传输中保证波场出射方向的一致。而阶梯型传输线研制的关键就在于减小SIW−矩形波导垂直转接的带宽损失。太赫兹频段SIW−矩形波导转换器的缺乏在很大程度上限制了太赫兹频段SIW传输线的研究。因此，研究宽频带SIW−矩形波导转换成为开发高性能传输线的关键。

本文提出了一种含有耦合窗结构的传输线，耦合窗为一种新型电场平面的探针结构，加在SIW结构与矩形波导的连接处，可以保证传输线实现宽频带SIW−波导的垂直过渡、矩形波导的连接和长距离传输。垂直过渡是通过SIW和矩形波导之间的耦合窗口实现的。SIW介质基板采用了Rogers RT/duroid 5880，可实现低损耗传输，同时在基板的末端设置耦合窗，可以实现无模式转换的垂直转接。由于SIW内部不含微带结构，太赫兹波可以在矩形波导中以最小的反射向前传播。

SIW是一种类似于矩形波导的集成波导结构^[9]。SIW结构是由介质基片和上下2层金属镀层以及内部的金属通孔组成，其结构如图1所示。2列金属通孔中的介质是传输太赫兹波的通道，且传输损耗低。2排金属通孔之间的介质基板构成SIW结构的导体，类似于同轴金属线波导。这种平面传输结构在宽频段内支持波的TE10和准TE10模式，同时通过金属通孔抑制其他不需要的平行波模式^[10]。

图 1

Figure 1

图 1 SIW结构及电场分布 Figure 1 Electric field distribution of SIW structures

在一个太赫兹单站成像系统中，由于信号发射模块和接收模块固有的物理尺寸相对于波长过大，在实际应用中发射和接收天线在垂直方向上会有一定的错位，因此本文提出阶梯式的SIW传输线来弥补这一错位。图2是SIW结构的实用场景和仿真，其中（a）为传输线实用场景。传输线模型如图2（b）所示，位于2块SIW介质基板之间的矩形波导决定了垂直传输距离，其长度为h。

图 2

Figure 2

图 2 SIW结构的实用场景和仿真 Figure 2 Practical scenarios and simulations of SIW structures

在低频段，传统的SIW转矩形波导的方法是，将SIW连接到微带线，通过将介质基板中的TE10模式转换为微带线的TEM模式，再将微带的TEM模式转换回矩形波导中的TE10模式，完成波导的垂直过渡^[11]。本文SIW到矩形波导的过渡方法是将SIW内的TE10模式直接转换到矩形波导中。在传输性能不受影响的条件下，与传统转换方法相比，本文转换方法具有更高的带宽、更低的插入损耗和更好的阻抗匹配。

本文的传输线是在SIW介质基片的末端设置一个新型基于电场平面探针耦合方式的结构，以此完成SIW−波导的过渡。该结构包括在矩形波导的两端设置了2个SIW到矩形波导的结构过渡。首先，通过改变金属通孔的排列方式，在SIW端部产生扩大场；然后，通过开槽直接连接矩形波导空腔，实现矩形波导到SIW的良好过渡。图2（c）反映了从SIW到矩形波导的过渡，其中SIW基片和矩形波导在扩大场范围内是垂直相交。

SIW端口的激励源为TE10模式，耦合窗口设置在扩大场范围内，扩大场为SIW基片后部的短路端子，由此可以减少太赫兹波泄漏和增加场强^[12]。在矩形波导的后端，耦合窗中心到扩大场边缘的距离约为SIW宽度的十分之一，耦合窗设置在介质基板后部扩大场范围内的中心位置，与矩形波导的宽边平行，因此在矩形波导中产生TE10模式场，实现SIW与矩形波导的场匹配。如图2（d）所示，在改变通孔分布的扩大场范围中形成了强电场和强磁场，同时我们在电场和磁场最大的位置放置了探针式台阶。

为了使SIW与矩形波导之间有良好的阻抗匹配，需要优化SIW基片上耦合窗的相关参数。通过调整波导腔的大小和位置以及SIW的设计参数，可以优化SIW−波导的过渡效率。由此扩大场内的耦合窗口结构可以在不产生其他平行波模式的情况下完成波导的垂直连接。

在耦合分析中，将基片集成波导等效于具有相同导波波长的矩形波导^[13]。根据场等效定理，将分析区域划分为SIW基片腔体、扩大场范围耦合窗、矩形波导腔3个规范区域，相邻区域边界的金属通孔被完美的电导体和等效的磁电流所覆盖。在这3个区域中，对偶格林函数以模态的形式被分析给出^[14]，连续磁场的积分方程是根据金属通孔孔径得出的。未知磁电流的积分方程用Galerkin矩法（Galerkin’s method of moments，MOM）求解^[15]，并利用得到的磁电流计算出耦合窗的散射矩阵。

该结构的基片介质材料为Rogers RT/duroid 5880，相对介电常数为2.2，损耗正切为0.0009。由于SIW元件的质量因子与基片的厚度成正比，所以为了实现低的插入损耗，必须使用较厚的基片来设计SIW元件。在本文提出的传输线结构中，SIW基片厚度为0.254 mm，同时为了降低基片内的传输损耗，将SIW基片长度设置为3 mm。SIW结构的尺寸如图3所示，其中：d为金属通孔的直径；s为相邻2个金属通孔中心之间的距离；w为SIW两侧2排金属通孔中心之间的距离；W_a为耦合窗的宽边长度；L_b为耦合窗的窄边长度；L_c为耦合窗边缘到SIW波导激励源的距离。考虑到成本和制造公差，SIW的宽度应该选得尽可能的宽，本文提出的SIW基片宽度为1.6 mm。通过Galerkin矩法分析使垂直转接内有最小反射值，并以此确定耦合窗的尺寸和位置，其中W_a与L_b应该小于TE高次模式截止波长对应宽边长和窄边长以抑制转接处高次模的形成。

图 3

Figure 3

图 3 190 GHz频率下从SIW到矩形波导的过渡 Figure 3 Transition from SIW to rectangular waveguide at 190 GHz

本文使用有限元电磁仿真软件ANSYS Electronics Desktop 19.0对传输线进行仿真，设定d = 0.060 mm，s= 0.090 mm，w =1.080 mm，W _a = 1.060 mm，L_b= 0.630 mm，L_c= 2.096 mm。传输线中过渡结构的传输性能是整个结构的关键。过渡结构的S参数仿真结果如图4（a）所示，图中：S11是波导口1接收的功率与波导口1发射的功率比；S21是波导口2接收的功率与波导口1发射的功率比。该结构的S21略小于0，而S11在180～235 GHz以外的频段中回波损耗小于−10 dB。图4（b）为过渡结构的电场分布，该结果表明，在扩大场范围内无明显电磁泄漏和高次模式的能量损耗，耦合性能良好。

图 4

Figure 4

图 4 单个过渡结构的仿真结果 Figure 4 Simulation results for a single transition structure

本文提出的SIW传输线包含2个过渡结构和一个可以设定长度且用于连接的矩形波导。该传输线的传输性能与基片集成波导基底的衰减常数以及2个耦合窗口之间的矩形波导的长度呈正相关关系。该传输线的电场分布情况如图5所示，说明传输线结构内无高阶模态产生，能量损耗低。整个传输线的S11参数变化如图6所示，本文结构的传输性能在超过5个波长幅度的变化时有较大的差异。

图 5

Figure 5

图 5 在190 GHz（h=45 mm）时，传输线结构的电场分布 Figure 5 Electric field distribution of the transmission line at 190 GHz（h=45 mm）

图 6

Figure 6

图 6 4种不同长度矩形波导下的传输线结构的S11参数 Figure 6 S11 parameters of the transmission line for four different lengths of rectangular waveguides

传输线随频率变化的衰减常数情况如图7（a）所示，可以看出，当h=45 mm时，随着频率的变化，传输线结构在190～230 GHz范围内对不同频率的响应和谐振能力不同，传输线的插入损耗在190～230 GHz频率范围内小于1.2 dB。由于矩形波导长度对于传输线结构的影响微乎其微，所以随着h变化而引起的传输线插入损耗的变化可以忽略不计。图7（b）为不同矩形波导长度对应的传输线可用带宽大小。矩形波导长度对传输线性能的影响有限，传输线在垂直方位差异较大的情况下仍有稳定的带宽。

图 7

Figure 7

图 7 传输线的插入损耗与带宽 Figure 7 Transmission line insertion loss and bandwidth

本文根据太赫兹波在SIW结构和矩形波导内传输模式的相似性，设计了一个结构内部无模式转换且实现传输线入口和出口的波场出射方向不变的阶梯型传输线。该传输线在200 GHz中心频段有稳定的带宽和良好的传输性能。太赫兹波的垂直转接是由2个SIW−矩形波导来完成的，具体是通过在SIW基片末端改变金属通孔布局增加扩大场范围，再在扩大场范围内设置与矩形波导连接的耦合窗，通过矩形波导完成太赫兹波的长距离传输。该传输线结构具有宽带传输和易于集成等特点。扩大场范围的金属通孔分布，耦合窗的尺寸、相对位置，矩形波导的长度都会影响结构的传输性能，主要表现为可用带宽的大小改变。矩形波导的长度可以根据实际应用的需求进行灵活调整，可以在不同的水平面完成与信号发生器波导口的连接，为解决器件尺寸与波长级的成像中心距离之间的矛盾提供了参考。